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ADC100C昨天写了，有个读者下面和我叨叨这个构架的问题，实际上：ADC100C 是改进型双积分结构（Dual-Slope with Calibration Loop）。

1. 积分放大器 + 电流源结构

在手册的电路框图中（如下图所示）：

包含：

Auto Zero Switch（自动调零）

Differential Voltage Controlled Current Source（电压控制电流源）

Bidirectional Reference Current Source（双向参考电流源）

Timing Control & Counter（计数定时器）

这些典型模块正是 双积分型 ADC（dual-slope ADC） 的关键组成部分：

在积分阶段由输入控制电流源充电积分电容，在反积分阶段切换参考电流放电到0，计数时间。

2. Schmitt触发器 + 比较器

使用积分器后接施密特触发器，用于检测积分输出回零时刻；输出的时间间隔（T2）由“微处理器 + 计数器”解码成数字值；这也是双积分结构的典型特征（积分→回零→计时）。

3. Auto-Zero 自动调零功能

提高低漂移、高精度；自动清除输入失调误差（offset error）。

后来老哥说，卖家没有发货，emmmmmm，然后买了ADI古老的模块：AD1175K！！！我他妈只能说，遥遥领先啊！

真的，没法比，1987年发了杂志，实际上模块出现的比这个日期更少。

我搜索了1987的中国：

好，开始技术吧，太遥远了。

这份文档是 Analog Devices 的 AD1175 模块产品说明书，介绍了一个高精度 22 位积分型模数转换器（ADC）。这是一款适用于高精度测量系统的集成模块，尽管它已经被标注为 OBSOLETE（停产）。

其实还有一个文章写24bitADC的相关参数的，我就先不发了，下面简单的探索一下性能：

从上图我们可以直观地看到：要实现一个 22位（分辨率） 的 ADC，对应的理想动态范围为约 134.2 dB，但由于存在噪声、电路非理想性等限制，其实际动态范围通常要小一些。

每位（LSB）对应电压

表示 5 µV 的噪声已经接近 2 LSB，会影响最末两位的有效性。

INL ±0.5 ppm 的含义： 相对于满量程 ，±0.5 ppm 表示最大偏差为：

与噪声幅度相当，说明其误差校准非常精细。

展示了一个 22-bit 高分辨率 ADC 在考虑了三种典型误差因素后的整体误差曲线：

1. 误差分布总体呈周期性变化：来自 INL 的正弦型非线性趋势（低频失真）；superimposed 上随机噪声（高频抖动）。

2. 误差最大值超过 ±5 µV：因为 INL + DNL + 噪声 是组合影响；多处误差接近 2 LSB；对最末 1~2 bit 采样结果稳定性影响大。误差中包含确定性 INL 模式，可通过拟合校准；随机噪声部分仅能通过平均/滤波或硬件改进降低。

用于识别不同误差源在频域中的表现：

1. 低频特征（左红虚线 ~1Hz 左右）：

积分非线性（INL）；正弦波形的 INL 会在频域中表现为低频单峰；对应采样稳定性慢慢变化的趋势误差。

2. 高频部分（右绿虚线 ~100Hz 起）：

量化噪声 + 随机噪声 + DNL 抖动；分布均匀，类似白噪声；会导致测量值随机抖动，难以通过简单平均去除。

架构原理（Architecture Overview）

AD1175 基于多斜率积分（multislope integrating ADC）原理，也属于改进型双积分 ADC。

核心工作过程：

1. 积分阶段：将输入信号积分一个完整电网周期（比如 1/60s 或 1/50s），有效抑制电源纹波干扰。

2. 反积分阶段：用已知参考电压（Vref）反向积分，测量积分回零所需时间 T_REF。

3. 核心公式：

4. 每个转换包括 10 次积分 + 1 次精细参考积分（vernier），最终输出 22 位结果。

模拟了一个 10 μV 微小差值信号在积分-回零过程中的精度放大机制。

蓝线（正向积分）：

以电流  积分输入电压直到达 2.5V；所需时间为 。

橙线（反向积分）：

以电流  从 2.5V 反向积分至 0V；因电流略小，时间更长 ，体现“游标效应”。

灰/红虚线：显示关键时间点：主积分完成与反向积分结束；其时间差  与输入电压成正比，是精度放大的依据。

数据接口（Bus Interface）

真的，真就回到了51的年代，这8位三态

8位三态双向数据总线（D0~D7）

控制信号：CS, RD, WR, A0, A1

输出数据为 3 个字节（24 位）：

数据格式：偏移二进制（offset binary）

0 V 输入 → 0x400000

±满量程（±FS） → 0x600000 / 0x200000

过载 → 0xFFFFFF，并标志位溢出

状态寄存器（Status Byte）

每个转换后可读取状态字节，含以下标志位：

支持的命令（Command Byte）

命令通过地址 00 写入，部分命令需要先写入“参数”到地址 01。常用命令如下：

校准与调节（Calibration & Adjustment）

有 2 个可调电位器：

GAIN ADJ：精细增益调节（±0.006%）

BAL ADJ：正负满量程匹配（±1 ppm）

校准流程包括使用 MODCON/NEWOS/INCROS 等命令自动调节偏置与增益

电源与参考电压

工作电压：±15V（模拟），+5V（数字）

内部参考电压：

REF OUT：未缓冲，6.95V（±2%）

USER REF OUT：缓冲输出，可供激励使用（最大 2mA 负载）

注意：输入偏置电流 × 源阻抗可能产生 LSB 级别偏移

AD1175 是一款在早期精密测量领域广泛使用的积分型 ADC 模块，有如下亮点：

超高分辨率（22bit），等效 0.24 μV LSB；优异的温漂与线性指标（ppm 级）；接口简单，可通过微控制器直接控制；内部集成参考源、时钟、电容，减少外部器件。

缺点也很明显：转换速度较慢（仅 20 SPS）

展示了 AD1175 所采用的 多斜率积分（multi-slope integration） 模拟过程，其中加入了：

白噪声（10μV RMS）

工频干扰信号（60Hz、100μV 幅度）

仿真说明

总积分时间为 1/60秒 ≈ 16.67ms，分为 10段等长积分，模拟参考电压交错反向积分（略化处理）；最后进行一次 精细 vernier 校准积分（6ms），提高精度。

红色竖线表示正常积分段结束，绿色线表示 vernier 校准开始。

分析结论：

1. 多斜率积分机制优点

多次积分可以在不牺牲速度的前提下提高分辨率；工频干扰会因完整周期积分而被抵消（如图中缓慢波动的积分曲线）；Vernier 积分进一步细化测量残差，提高 亚微伏级别精度。

2. 噪声传播效果

噪声由于积分器低通特性被明显抑制（积分后的曲线平滑）；工频干扰由于周期匹配，也被良好抵消（前提是同步积分时间准确）。

1. 积分器输入电荷守恒公式：

2. 积分器电荷定义：

3. 核心积分-反积分关系：

4. 求平均输入信号电压：

5. 转换关系式（理想 ADC 输出）：

理想曲线（蓝色）：符合线性关系 

噪声曲线（橙色虚线）：模拟了加入 ±10μV 噪声后的偏移，可以看到高输入电压时抖动更大，因导数变大

蓝线：真实输入电压

橙线：从带噪  恢复的估算电压

可以看到噪声会传导到最终电压估计，尤其在靠近满量程区间时偏移更明显（斜率较陡）

分析

1. 积分时间 Tsig 越长 → 噪声影响越小（噪声被积分平均）

2. Vsig 越大时，Tref 也大，造成误差拉大（积分器动态范围限制）

3. ADC 的分辨率本质上取决于能否精准测量 Tref

   即积分电容稳定性、参考电压、时间测量精度等是关键

4. 噪声传播路径：Vsig → ∫Vsig dt → Tref → 反推 Vsig

   因此需要在 Tref 测量与反推中有高线性 & 高定时精度

进一步仿真：

蓝线： 根据带噪  恢复出的连续电压；

橙线： 模拟 ADC 的 22 位量化输出；

可见，在接近 1 LSB 范围内，ADC 量化使得恢复结果呈现“台阶状”，但整体仍非常接近实际值；LSB ≈ 2.6 μV，即使有噪声，22 位 ADC 仍能很好地保留精度（前提是系统噪声控制得当）。

横轴：积分时间从 1ms 到 100ms；

纵轴：因白噪声（10μV RMS）造成的 RMS 电压误差；

趋势明显：积分时间越长，噪声抑制越好（误差下降）；例如：从 1ms 到 100ms，误差从 ≈10μV 降至 ≈1μV；这也正是积分型 ADC 能实现亚微伏分辨率的根本原因。

1. 量化误差 < 输入噪声时，可视为系统不是“ADC 限制”，而是“噪声限制”
2. 适度增加积分时间是降低测量不确定性的重要手段
3. 22-bit ADC 能在积分+低噪声参考源前提下，精确分辨微小电压变化

我模拟的输入为：

经过积分后，得到积分器输出并对其进行了 FFT 变换。

1. 60Hz 峰值明显：来自于电源干扰；因为积分器对低频敏感，该干扰在输出中放大了。
2. DC 成分（0Hz）极强：由于输入有 1V 的恒定偏置电压，积分后形成持续上升趋势（DC 积分为斜率）。
3. 白噪声谱：在全频域分布均匀；被积分后转换为 1/f 类型的低频增强（积分器为低通特性）；在低频（<100Hz）处噪声最强。

积分器对低频干扰非常敏感，尤其是 50/60Hz 工频，必须：设置积分时间为 1/50 或 1/60 秒，以实现“周期整除”干扰抵消；积分器是典型的低通系统，对高频噪声具有抑制作用。

里面有一个线性传输函数的图，这么好看，怎么能就这样埋没？

这张图是 AD1175 数据手册中的 图9：典型线性传输函数（Typical Linearity Transfer Function），展示了该 ADC 在整个输入电压范围内的线性误差行为。

横轴（Input Voltage）：输入电压，相对于满量程（FS，Full Scale）归一化：

范围从 0V 到 +1.3FS（即超过满量程 30%）

±FS 是额定测量范围；

1.1FS 是器件的典型额外可工作区；

1.3FS 是明显超载区（Overload）；

纵轴（Linearity Error）：线性误差（单位为 ppm FS，即每百万满量程）：指积分非线性误差（INL）：输入与理想直线的偏离；数值在 ±2 ppm 之间波动（非常小！）

这条曲线展示了典型输入线性误差随输入电压的变化趋势：在 0V、±FS（正负满量程）处误差接近 0；在 1/2FS 附近达到最大线性误差（约 +1 ppm）；超过 FS 之后误差迅速下滑，至 1.3FS 处约为 −2 ppm；这说明该 ADC 在满量程内极为线性，超过量程之后误差迅速恶化。

区域标记说明：

10% Over-range（浅色斜线区域）：表示该 ADC 的“可测量扩展范围”；虽然标称满量程是 ±FS，但在 ±1.1FS 内仍保证较好精度。

Overload 区域（深色交叉区域）：输入电压超出 ±1.3FS 时，触发过载；

在这种情况下：STATUS 字节的 Bit 5 被置位（OVERLOAD 标志）输出数据最高位 Bit 23 被置 1，用于指示无效数据（FF FF FF）

工作范围应尽量控制在 ±FS 或 ±1.1FS 以内，避免进入失真区；即使短时间超出 ±FS，系统也不会立即崩溃，但要处理好 STATUS 位判断；此曲线也体现了该积分型 ADC 的优异线性表现（优于 ±2ppm）；线性误差中心对称，说明其结构设计是非常平衡的。

依据 AD1175 数据手册中 Figure 9 所绘制的线性误差特性模拟图

横轴： 输入电压（归一化为满量程 FS，即 1.0 = 满量程）

纵轴： 积分非线性误差（单位：ppm 满量程）

曲线在 0.5 FS 处达最大误差，约 +2 ppm；在 ±FS（1.0） 附近误差回归至 0；在 1.3 FS 时跌至约 −2 ppm；与数据手册原图形一致，呈典型二次误差趋势。

如上图所示，我们模拟了在存在典型线性误差（来自图9）条件下，两个相差固定 ΔV = 0.01 FS 的输入电压对之间的差分测量误差。

横轴： 第一组输入电压 ，范围为 −1.0 FS 到 +1.0 FS；

纵轴： 差值误差，单位为 ppm 满量程；

1. 差分误差并非恒定值，会在 ±2 ppm 范围内微小波动；
2. 当两个输入点分别位于误差曲线的非线性区域时（例如靠近 0.5FS 或边缘处），误差会放大；
3. 整体误差带宽 ≈ ±2 ppm（与单点误差一致）；
4. 中点区域的差分误差最小，因线性误差曲率在附近变化最缓；
5. 可见这类误差对小信号差分测量（如桥式传感器输出）会引入细微但可测的系统偏差。

传感器差分输入或斜率拟合应用中，应考虑这种非理想线性误差；对于高分辨率系统（22~24 bit ADC），ppm 级误差已不可忽视，应通过校准或误差补偿方式修正。

爽了，这就几十年前的产物，而我至今未完全参悟，惭愧，惭愧。

https://www./cn/resources/analog-dialogue/articles/22-bit-modular-integrating-adc.html