这个是一个小论文，在实际中不推荐这样做，但是在理论中是可取的，原因是动态范围不是 1+1=2，而是<2，而且 2025 年了，器件性能很好了，越简单越好，复杂的信号链提升的性能不大，性价比不高！
地震信号的动态范围超过 160 dB，但传统 24 位 ΣΔ ADC 采集器在 50 Hz 采样率下动态范围只有 135 dB。 → 小信号分辨率不足（无法提取微弱信息)，大地震时又容易饱和失真，导致丢失关键观测数据用多通道AD分级采集扩展地震数据采集器的动态范围；目标是设计一种高分辨率 + 高动态范围的数据采集器，避免双设备（高倍放大/大范围采集)并行的繁琐方式。
方法
核心思路，用多通道 ADC 分级采集：
同一输入信号 → 分别送入 多个 ADC 通道，但每个通道的输入范围不同。
小信号通道：前置放大，提高分辨率；
大信号通道：电阻网络衰减或电平位移，防止饱和。
最终由 CPU + 数字开关（MUX）动态选择合适通道，输出 拟合后的 32 位数字信号用多通道AD分级采集扩展地震数据采集器的动态范围。
噪声与动态范围分析
前置放大器噪声建模：输入电压噪声 + 输入电流噪声 + 电阻热噪声 → 计算等效输入噪声约 25.7 nV_RMS。
当最大输入为 ±40 V 时，理论最大动态范围可达 174.8 dB，但实际会受电源噪声、PCB 漏电流、EMI 等限制用多通道AD分级采集扩展地震数据采集器的动态范围。
样机设计
ADC 选型： TI ADS1255（24-bit，内置 PGA，ΣΔ调制器，优异线性度 ±0.001%）。
通道配置：
小信号通道：PGA ×64，等效噪声 0.122 μV；大信号通道：电阻网络衰减，输入范围扩展到 ±40 V。
标定与误差控制
主要误差：通道间“交越失配”；偏移不匹配（零点误差）；增益不匹配（电压灵敏度差异）。
使用精密电阻、低噪声放大器；
推导符号
：等效噪声带宽；：积分下/上限频率；
：通道电压增益（如小信号通道 PGA 倍数）；
：器件白噪声密度（V/√Hz、A/√Hz）；
：器件在 1 Hz 归一化的 噪声密度；
：前端网络电阻；；
：玻尔兹曼常数，：绝对温度；
：满量程对应的 RMS 值（差分 时常取 ）；
：等效输入噪声（RMS）。
分级采集的通道选择（指示函数）
设输入信号为 ，分级阈值为 （其中T_0=0, T_n=A_{max}(x)）。对第i$ 级通道定义指示函数
系统选择输出可写成
放大器噪声分解与合成
输入电压噪声
其中
宽带电压噪声（对白噪声在带宽 上积分）：
电压噪声：
（文中据器件噪声图取值并代入带宽与增益进行数值计算。）
输入电流噪声（经源阻与反馈网络换算到输入/输出）
宽带电流噪声：
电流噪声：
说明：“”表示按功率求和的等效（实际实现为对各噪声源经网络传递到输出后的平方和再开根号）； 代表 。文中给出具体电阻数值后代入计算。
电阻热噪声
同样按功率求和（平方和开方）。
总输出噪声与等效输入噪声
动态范围 / SNR 计算
一般公式
理论估算示例（文中推算）
以最大输入 （差分）且算术取 ， 若等效输入噪声 ，
##实测结果换算（文中数据）
零输入噪声 ，满幅 ；取 ：
论文综述部分引用
过采样：采样频率每提高 2 倍，动态范围提升约 3 dB。
并联 路 ADC 平均：SNR 提升 ****。 （以上作为背景/对比被论文引用说明。）
我们如何设计？
通道 A：小信号高分辨率（微伏级）
提升微弱信号分辨率，抑制 0.1–20 Hz 带内的等效输入噪声；使用差分缓冲/前置放大 → ADS1255（PGA=64，50 SPS）
前置运放选择：
低电压噪声OP：例如 LT1028 级别（~0.85 nV/√Hz），但电流噪声较大；适合源阻抗较低场景（论文噪声推导示例基于此类器件）。
斩波零漂派：如 ADA4522/ADA4528 系，1/f 极低、温漂小，低频更优但需处理斩波伪迹（在 20–200 Hz 以上频段易见）。
通道 A 只覆盖小信号段，PGA=64 时 ADS1255 的短路噪声 ~0.122 μV（50 SPS，论文引用值）。
通道 B：大信号大范围（±40 V）
避免强震等大幅信号饱和，保持线性并扩展满量程；使用精密电阻分压网络（电平位移/衰减）→ 低噪声缓冲 → ADS1255（PGA=1）
衰减比：将 ±40 V（差分）缩放到 ADC 可接受范围（论文用 ±5 V；实现方式等效为 REF=5 V、PGA=1）。
目标比：8:1。
设计的时候需要差分对称，上臂 392 kΩ×2、下臂 49.9 kΩ×2（0.1% 或 0.01% 薄膜），每臂并接小电容（如 2.2 nF）做一阶 LP；在分压后置差分缓冲（低失调、低噪声、轨到轨输入输出或足够余量供电）。在带宽上面和通道 A 类似 fc≈15–20 Hz，避免混叠；考虑大电阻的热噪声，必要时适当降低阻值并权衡输入负载。
表格里的输入电压 xi 从 40 mV → 40000 mV (40 V)，采集器测得电压 yi 基本保持一致，说明系统是用 分压 + 放大 后再进入 ADC。
最小输入点：40 mV
最大输入点：40000 mV；系统要能覆盖 0 ~ 40 V 的电压区间。
分压换算
假设 ADC 满量程是 ±2.5 V（常见于高精度 ADC）：
高量程通道：输入 40 V → 分压后变 2.5 V；分压比 = 40 V / 2.5 V = 16；所以前端需要 1:16 分压电阻网络（比如 160 kΩ : 10 kΩ）。
低量程通道：如果只测 ±2.5 V，就可以直接输入，不需要分压。
两个 ADC 的采集范围
整理如下表：
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| 低量程 ADC |
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| 高量程 ADC |
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这样系统既能保证 高精度测小电压，也能 不失真测大电压。
画一张 “双量程 ADC 测量范围对比图”（横轴：实际输入电压 0~40 V，纵轴：ADC 映射电压 0~2.5 V，两条曲线分别表示两个通道的覆盖范围）
小信号用低量程 ADC，保证高分辨率；大信号用高量程 ADC，保证不失真。
蓝线（低量程 ADC）
直接测量输入信号，线性范围只有 ±2.5 V；超过范围后输出被压缩（饱和）。
橙线（高量程 ADC）
输入信号先经过 1:16 分压，所以可以覆盖 0~40 V，仍然映射到 ADC 的 ±2.5 V；低电压时分辨率不高。
黑色虚线（合成曲线）
小于 ±2.5 V 时采用低量程 ADC（高分辨率）；大于 ±2.5 V 时切换到高量程 ADC（防止饱和）；最终实现了 0~40 V 输入范围 + 小信号高分辨率 的组合。
解读和上面也差不多。
算一下这种 双量程组合方案的等效动态范围
假设仅受量化噪声限制（24-bit，Vref = ±2.5 V）
单片 ADC 的 LSB：量化噪声（RMS）：
组合系统的最大输入（RMS）：
把最小可分辨量取小量程通道的量化噪声（最好的一支）：
对应 ENOB：
说明：单看任一通道在自身量程内，量化极限 DR 都≈146.26 dB（与缩放无关）。双量程把最大可测从 ±2.5 V 扩到 ±40 V，而最小可分辨仍由小量程决定，因此组合 DR 可以超过单通道极限。
按实测噪声（例：）
如果采用论文常见 157 dB，用同式可反推系统等效噪声约 。
理论上限（量化支配）：约 170.3 dB / 28.0 bit。
工程可达（以 0.2 µV_RMS 为例）：约 163.0 dB / 26.8 bit；论文报告的 ~157 dB 对应的系统综合噪声 ≈ 0.40 µV_RMS，与电源、参考、前端噪声、通道失配与切换逻辑等实际因素一致。
反正也没有见实物，算的话，就这样。
Tony 老师锐评了，还是买个 32bit 的 ADC 吧，没几个钱